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In dieser Rubrik findet sich alles, was nicht unbedingt direkt mit LED-Treibern zu tun hat. Es ist jedoch selten auszuschließen, dass es in irgend einem Zusammenhang nicht doch dafür geeignet ist!

Der kurze Weg geht hier entlang:


HV-Linear-Spannungsregler (14.11.2010)

Beim ersten Beitrag in dieser Rubrik handelt es sich um eine Schaltung, deren Prinzip ich bereits 1992 unter dem Titel "Festspannungsregler an HV-Netzen" in der Zeitschrift 'Elektronik' veröffentlicht hatte und die immer wieder aus misslichen Situationen hilft - wenn man sie kennt!

Am Prinzip hat sich mangels etwas Besserem inzwischen zwar nichts geändert, wohl aber an den verfügbaren Bauelementen.

Deshalb verwendet der folgende Schaltungsvorschlag einen modernen LDO-Linearregler MIC5232 von Micrel, dessen maximale Eingangsspannung von 7V unter Einsatz eines Depletion-Mode[1]-MOSFETs BSP135 von Infineon auf stolze 600V erweitert wird und zwar unter Beibehaltung seiner sehr geringen Eigenstromaufnahme von typ. 1,8 µA, auch wenn der BSP135 bei 600V nur noch für maximal 250µA spezifiziert ist.

Auch sonst sind diese beiden Bauteile ein gutes Paar, denn man kann bei geeigneter Auswahl der passiven Bauteile damit Umgebungstemperaturen von -40°C bis +105°C abdecken, da der LDO bis +125°C Chip-Temperatur erlaubt und der MOSFET sogar bis +150°C, was unter Umständen je nach "verbratener" Leistung (s.u.) hilfreich sein kann.

HV-Spannungsregler mitMIC5232


Andere Ausgangsspannungen

Im Schaltplan ist ein Beispiel mit UOUT=3,3V gezeigt und zwar realisiert mit dem Festspannungsregler MIC5232-3.3YD5 im recht kleinen TSOT-23-5.

Es gibt auch noch weitere Versionen des MIC5232 für UOUT=2,8V, 2,5V und 1,2V, wobei die minimal zulässige Eingangsspannung von 2,7V bei UOUT=1,2V je nach Schwellenspannung[5] des verwendeten MOSFETs unter Umständen bereits unterschritten ist.

Außer dem MIC5232 bietet Micrel noch einen MIC5231 mit UOUT=2,75V, 3,0V, 3,3V und 5,0V Ausgangsspannung an (im SOT-23-5), der einen typischen Ruhestrom von sogar nur 0,65µA hat. Dessen maximaler Ausgangsstrom ist ebenfalls 10mA und die maximale Eingangsspannung des LDOs von 12V lässt reichlich Spielraum. Die minimale Eingangsspannung des LDOs von 3,5V passt ebenfalls – wiederum je nach Schwellenspannung[5] des MOSFETs - zu den verfügbaren Ausgangsspannungen.

Möchte man flexibler sein, kann man natürlich auch einen LDO mit einstellbarer Ausgangsspannung und größerem Ausgangstrom nehmen, muss dann aber zusätzlich den Strom durch den nötigen Spannungsteiler in Kauf nehmen und meist auch noch einen größeren Ruhestrom des LDOs.

Für Ausgangsspannungen ≤3,3V und bis zu 150mA Ausgangsstrom wäre der MIC5308YD6 im TSOT-23-6 eine gute Wahl, den es als MIC5308YMT auch im TMLF-6 gibt, das gerade einmal 1,6mm x 1,6mm groß ist. Die minimale Eingangsspannung des MIC5308 beträgt nur 2.5V, so dass damit – wiederum je nach UTH des MOSFETs (s.u.) - sogar Ausgangsspannungen bis herunter auf 0,8V machbar wären.

Es gibt eine ganze Reihe weiterer MIC53xx mit ähnlichen Eigenschaften auch in diversen Festspannungsausführungen von 1,0V bis 3,3V und maximalen Ausgangsströmen von 150mA bis 500mA – solche Ströme natürlich nur bei weniger hohen UIN (der gesamten Schaltung).

Für Ausgangsspannungen >3,3V benötigt man einen LDO, dessen maximale Eingangsspannung wenigstens um UTH des MOSFET und damit sicherlich über den sonst gängigen 5,5V (manchmal auch 6V) liegen muss.

Linearregler = Verluste beachten

Bevor auf weitere Details dieser Schaltung eingegangen werden soll, zunächst ein paar Warnungen (siehe auch hier):

    Es handelt sich bei diesem Vorschlag um einen Linearregler, an dem je nach Laststrom die Verlustleistung

    P = (UIN - UOUT) * IOUT

    in Wärme umgesetzt wird, das Meiste davon im MOSFET T1:

    PT1 = (UIN - UOUT - |UGS|) * IOUT

    Deshalb ist dieser Vorschlag - je nach Eingangsspannung - nur für relativ kleine Ausgangsströme im mA-Bereich geeignet.

    Da die Eingangsspannung bei obigem Vorschlag äußerst gefährliche Werte von bis zu 600V annehmen darf, soll extra darauf hingewiesen werden, dass das nur etwas für Experten ist!

    Unerfahrene Elektroniker sollten bei eigenen Experimenten  mit dieser Schaltung auf jeden Fall unter 50V bleiben!

    Aber selbst hier immer über die Verluste in T1 nachdenken - und zwar vor der Inbetriebnahme!

    Bei Betrieb am 230V~-Netz sind ggf. weitere Schutzmaßnahmen gegen Überspannungen nötig.

    Wie im Impressum nachzulesen ist, muss ich jede Verantwortung und Haftung beim Einsatz meiner Schaltungsvorschläge ablehnen.

Weiter Versorgungsspannungsbereich

Die genannten 600V maximale Eingangsspannung werden bestimmt durch den Depletion-Mode-MOSFET T1. Der vorgeschlagene BSP135 ist eine 600V-Ausführung, die man sogar im gut sortierten Elektronik-Laden bekommt.

Dieselbe MOSFET-Technologie[1] (das sind keine "normalen" selbstsperrende MOSFETs!) gibt es auch für kleinere Spannungen, dann meist mit höheren zulässigen Strömen bzw. geringerem RDS(ON). Zu erwähnen wäre, dass es auch solche für noch höhere Spannungen (bis 1.000V) und größere Leistungen gibt. Allerdings hält sich die Zahl von Herstellern dieser interessanten Spezies von MOSFETs generell leider in Grenzen.

Minimale Eingangsspannung (1.11.2016)

Neben der hohen maximalen Eingangsspannung ist aber auch die sehr niedrige minimale Eingangsspannung des gemachten Vorschlages von Interesse.

Diese liegt unter Verwendung eines Lowdrop-Spannungsreglers (LDO) IC1 knapp über der Ausgangsspannung UOUT, nämlich bei

UIN(min) = UOUT + |UGS| + IOUT * RDS(ON)

|UGS| ist der Betrag der tatsächlichen Gate-Source-Spannung (einem negativen Wert) von T1 und zwar beim jeweiligen Ausgangsstrom.
RDS(ON) des BSP135 beträgt typisch 30Ω und maximal 60Ω.

Für die Dropout-Spannung des LDOs muss gelten:

UDROP < |UGS|

und zwar wiederum beim jeweiligen Ausgangsstrom.

Messwerte (1.11.2016)

Bei meinem Testaufbau mit dem MIC5232-3.3YD5 (UOUT = 3,3V) beträgt die gemessene minimale Eingangsspannung ca. 3,5V, sowohl bei 1mA Last als auch ohne Last.

Bei 1mA Last und 3,5V Eingangsspannung ist |UGS| = 180mV, womit die obige Bedingung UDROP = 60mV < |UGS| = 180mV erfüllt wäre.

Bei 10mA Maximallast sind es (bedingt durch IOUT * RDS(ON)) ca. 3,8V minimale Eingangsspannung.

In diesem Fall ist |UGS| = 220mV, womit wiederum die Bedingung UDROP = 110mV < |UGS| = 220mV erfüllt ist.

Wie bereits erläutert, ist die zulässige maximale Eingangsspannung bei 10mA dann jedoch - je nach Umgebungstemperatur und Kühlung von T1 - deutlich geringer.

So wären z.B. bei Zimmertemperatur maximal nur ca. 110V Eingangsspannung zulässig, wobei der MOSFET mit rund 1,1W Verlusten auf einer kompakten Platine schon reichlich heiß wird.

Wollte man die Umgebungstemperatur bis 105°C ausreizen, wäre unter sonst gleichen Bedingungen das Limit bereits bei etwa 42V Eingangsspannung erreicht.

Ohne Last bleibt |UGS| bei Eingangsspannungen ab ca. 6V bei meinem Testaufbau und bei Zimmertemperatur konstant auf ca. 1,6V, was im Bereich der (bei UDS = 3V und ID = 98µA) spezifizierten Schwellenspannung[5] UGS(th) des BSP135 liegt.

Da UGS(th) des BSP135 exemplarbedingt im Bereich -1V bis -2,1V liegen kann, kommt für IC1 grundsätzlich nur ein LDO in Frage, denn ein "normaler" Linearregler mit größerer Dropout-Spannung würde sonst nicht den nötigen Spannungsspielraum zwischen Eingang und Ausgang erlauben. Andererseits hätte ein "normaler" Linearregler auch kaum den gewünschten niedrigen Ruhestrom.

Schlummern und Kurzschluss

Es dürfte selten vorkommen, dass man den Ausgang des LDOs in dieser Schaltung per dessen Enable-Pin abschalten möchte. Dann muss man allerdings sicherstellen, dass der Ausgang per hochohmigem Pull-Down-Widerstand (automatisch erfüllt bei einem einstellbaren LDO) einen definierten Nullpegel bekommt.

Es gibt auch einige LDOs, deren Ausgang per integriertem Pull-Down-MOSFET auf GND gelegt werden kann, wenn der LDO deaktiviert wird.

Nur wenn der LDO-Ausgang definierten GND-Pegel hat, liegt der Eingang des LDOs auf beruhigenden ca. 1,6V - der Schwellenspannung des von mir verwendeten BSP135-Exemplars.

Im Falle eines Kurzschlusses am Ausgang des LDOs bricht die Spannung am Eingang des LDOs auf ca. 1,1V zusammen, offensichtlich immer noch ausreichend, um den LDO zu aktivieren, wodurch bei meinem Testaufbau ein Kurzschlussstrom von ca. 1,2mA fließt (gemessen bis ca. 80V Eingangsspannung).

Mit anderen Depletion-Mode-MOSFETs sollte das Verhalten im Kurzschlussfall unbedingt unter Betriebsbedingungen untersucht werden.

Andere Low-Current-LDOs (14.11.2010)

Bei Verwendung anderer Linearregler als MIC5231, MIC5232 oder MIC53xx lohnt also auf jeden Fall ein Blick ins Datenblatt bzw. ein Testaufbau.

Da der MIC5232 maximal 7V am (eigenen) Eingang verträgt und maximal 10mA liefern kann, sind die möglichen Verluste im MIC5232 maximal 70mW (nämlich bei Kurzschluss am Ausgang), wodurch dessen Chip-Temperatur um ca. 16°C gegenüber der Umgebungstemperatur ansteigen kann. D.h. oben genannte max. 105°C Umgebungstemperatur passen im Normalfall.

Fazit 1:

    Insgesamt lässt sich obiger Schaltungsvorschlag über einen extrem weiten Versorgungsspannungsbereich von UIN(min) bis 600V (je nach Ausgangsstrom) betreiben, ohne dass irgend ein Bauteil anders dimensioniert werden müsste!

Aber es kommt noch besser – nämlich bei Betrieb an (gleichgerichteter) Wechselspannung …

Geringe Eigenstromaufnahme

Ein anderes wichtiges Kriterium für die Auswahl des Linearreglers IC1 ist auch dessen möglichst geringe Eigenstromaufnahme (der so genannte GND-Strom), was zusätzliche Verluste bei hohen Eingangsspannungen vermeidet.

Fazit 2:

    Falls ein Festspannungssregler verwendet wird, ist der GND-Strom des LDOs auch der einzige Strom, den die ganze Schaltung neben dem eigentlichen Laststrom aufnimmt.

Bei einstellbaren LDOs kommen ggf. je nach Dimensionierung des zusätzlich nötigen Spannungsteilers nochmals einige µA dazu.

Fast nur gute Eigenschaften

Da T1 nicht nur den Eingangsspannungsbereich von IC1 extrem erweitert, ohne den Ruhestrom zu vergrößern, sondern (je nach verwendetem MOSFET) auch noch die dynamischen Eigenschaften und das PSRR verbessert, hat die Schaltung eigentlich nur Vorteile - außer dem bekannten Nachteil eines jeden Linearreglers, nämlich der möglichen Verlustleistung je nach Eingangsspannung, Ausgangsspannung und Laststrom.

Möglicher Einsatz

Obiger Schaltungsvorschlag lässt sich überall dort vorteilhaft verwenden, wo z.B. aus der Netzspannung (nach Gleichrichtung!) oder einer anderen hohen Eingangsspannung eine elektronische Schaltung mit geringer Stromaufnahme im Milli-Ampèrebereich mit minimalem Aufwand versorgt werden soll (Verlustleistung in T1 überprüfen!).

Manchmal ist es noch nicht einmal eine besonders hohe Eingangsspannung, sondern nur der Schutz gegen hohe Störspannungsspitzen am Eingang.

Und dann ist es bei sonst eher mittelgroßen Spannungen (so z.B. im Telecom-Bereich, in Fahrzeugen oder bei Industrie-Sensoren) auch der extrem geringe Ruhestrom - je nach verwendetem Regler-IC!

Im Zusammenhang mit LEDs kann das zwar auch die Versorgung einer Low-Current-LED sein, interessanter ist aber die Versorgung der Steuerelektronik eines getakteten LED-Treibers aus einer hohen Spannung, der dann LEDs ggf. heftig befeuern kann - versorgt aus derselben hohen Spannung!

Vorteilhaft an Wechselspannung

Soll obige Schaltung an Wechselspannung betrieben werden, muss man die Wechselspannung natürlich zuerst gleichrichten.

Aufgrund des weiten zulässigen Eingangsspannungsbereichs macht es bei Betrieb an großen Wechselspannungen allerdings Sinn, den Siebkondensator nach dem (Brücken-) Gleichrichter nur so groß zu dimensionieren, dass seine Spannung bis knapp über die minimale Eingangsspannung der Schaltung fällt (Details siehe oben), bevor die neue Halbwelle ihn wieder auflädt.

    Das erspart einmal einen größeren (und teuren) HV-Kondensator und - noch viel wichtiger - reduziert die Verlustleistung in T1 um bis zum "Vorteilsfaktor" √2 (Wurzel aus 2).

Dimensionierungs-Beispiel für Netzbetrieb

Benötigt man z.B. eine Ausgangsspannung von 3,3V bei einem Ausgangsstrom von 1mA, würde bei Brückenschaltung ein Siebkondensator von gerade mal 15nF (geeignet für 265V~) auch bei einer minimalen[2] Netzspannung von 195V~ (230V~ -15%[4]) noch ausreichen.

Bei einer maximalen Netzspannung von 265V~ (230V~ +15%[4]) wäre die Verlustleistung im MOSFET mit dieser scheinbar "schlechten" Siebung dann ca. 290mW (bzw. ca. 245mW bei nominal 230V~, jeweils noch dynamische Verluste am MOSFET berücksichtigt).

Würde man den Kondensator dagegen so groß dimensionieren, dass die gleichgerichtete Spannung so gut wie nicht zusammenbricht, wäre die Verlustleistung im MOSFET bei maximaler Netzspannung stattdessen ca. 400mW!

Das macht in diesem Beispiel einen Faktor von ca. 1,38 und ist damit nicht weit weg vom genannten Faktor √2.

Würde man statt der Brückengleichrichtung dagegen eine Einweggleichrichtung nehmen, müsste man für den Siebkondensator immerhin schon 68nF verwenden, damit die gleichgerichtete Spannung die Schaltung auch bei minimaler Netzspannung (195V~) gerade noch ausreichend für einen Laststrom von 1mA versorgt.

Alternativ bei der niedrigen Spannung gesiebt

Statt wie geschildert direkt nach dem Netzgleichrichter mit einem kleinen HV-Kondensator zu sieben, könnte man - fast ebenso gut - auch die mittels T1 reduzierte Spannung mit C1 in obiger Schaltung sieben.

Allerdings wäre dann für C1 ein Kondensator mit deutlich größerer Kapazität von z.B. 1µF (bei Brückengleichrichtung) nötig, der dann im Beispiel mit 3,3V Ausgangsspannung jedoch nur für ca. 10V ausgelegt sein müsste (bei größerer Ausgangsspannung eben entsprechend höher). Ein solcher Kondensator ist auf jeden Fall kleiner und billiger.

Außerdem würde an der Schaltung nach Abschalten der Netzspannung sofort keine hohe Spannung mehr anliegen - auch ein Vorteil!

Durch diese Methode der Siebung mittels größerem C1 hat man bei Brückenschaltung übrigens die Verlustleistung im MOSFET automatisch per Vorteilsfaktor[3] reduziert!

Einen kleinen Nachteil handelt man sich jedoch ein, denn der MOSFET muss nach der "Energielücke" (im Nulldurchgang der Netzspannung) mit jeder neuen Halbwelle diesen Kondensator wieder mit einer kleinen Stromspitze nachladen, die sowohl vom MOSFET als auch vom Kondensator weggesteckt werden muss und möglicherweise kleine Störungen verursacht.

Eine weitere Last

Falls nach dem Netz-Brückengleichrichter (also an +Uin) außer unserem HV-Spannungsregler noch eine weitere Schaltung versorgt wird (z.B. ein getakteter HV-LED-Treiber), sollte T1 von dieser Last mittels einer Diode 1N4148 in der Drain-Leitung entkoppelt werden, um ein Entladen von C1 über die Substrat-Diode von T1 im Nulldurchgang der Netzspannung zu verhindern.

Keine Angst: Die vorgeschlagene 1N4148 stirbt nicht wegen zu hoher anliegender Spannung, denn sie muss nicht die Netzspitzenspannung sondern nur maximal die an C1 anliegende Spannung sperren können, und das sind bei obigem Schaltungsvorschlag sicher weniger als 25V!

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MIN/MAX-Pumpensteuerung (9.8.2008)

Schon lange nix mehr gepumpt?

Voilà, hier ist ein Schaltungsvorschlag, mit dem man entweder seinen Fischteich immer zwischen zwei Wasserpegeln halten oder wenn’s sein muss, auch den Keller bei üppigem Regenfall frei pumpen kann.

Natürlich werde ich keine Gewähr dafür übernehmen, dass die Fische überleben bzw. der Keller immer trocken bleibt.

MIN-MAX-Pumpensteuerung mit C555


Nur zwei ICs und eine Handvoll Widerstände

Damit es richtig einfach wird, habe ich mal wieder den Timer-555 zum Einsatz gebracht (IC1), und zwar wegen minimalem Ruhestrom in CMOS-Ausführung.

Dazu kommt ein weiterer 8-Pinner als Komplementär-MOSFET-Paar (IC2). Die Widerstandswerte sind sehr hochohmig und relativ unkritisch, denn sie müssen nur für definierte LOW/HIGH-Pegel sorgen.

Lediglich bei R1 und R2 muss man sicherstellen, dass bei benetzter Elektrode durch die zu überwachende Flüssigkeit (Wasser) soviel Strom fließt, dass an Pin /TR weniger als ca. 3V liegen und an Pin THR weniger als ca. 7V. Dann liegt man auf der sicheren Seite der Schaltschwellen. Mit R1=R2=100k fließen bei 12V Versorgungsspannung jeweils bestenfalls 120µA.

Statt der Pumpe kann auch ein Magnetventil verwendet werden und statt Min/Max-Elektroden auch Schwimmerschalter oder andere Min/Max-Kontakte, die dann mit GND-Bezug angeschlossen werden.

Je nach Leiterbahn-/Kabelführung und Stromaufnahme der Pumpe bzw.  des Magnetventils kann es nötig sein, dass man für zuverlässigen Betrieb parallel zu C1 noch einen dicken Elko (z.B. 1.000µF/25V) anschließen muss.

Wenig Ruhestrom

IC1 benötigt max. 500µA (typischerweise deutlich weniger) und dann kommt nur einmal Elektrodenstrom von max. 120µA durch einen der beiden Gate-Widerstände dazu - macht im Ruhezustand (also ohne laufende Pumpe) zusammen auf jeden Fall weniger als 740µA. Damit kann man auch bei Akku-Betrieb gut leben.

MAX und MIN

Nicht Max und Moritz, sondern MAX und MIN - zwischen diese beiden Pegeln spielt sich das Pumpen ab.

Je nach Schalterstellung von S1 wird wahlweise bis zu einem MAX-Pegel Wasser zugepumpt (Stellung VOLL) oder bis zu einem MIN-Pegel Wasser weggepumpt (Stellung LEER).

Das Zupumpen bzw. Wegpumpen startet von Neuem, sobald der MIN- bzw. MAX-Pegel erreicht ist.

Hin und weg

Damit einem die Pumpe keinen Lausbubenstreich spielt, muss natürlich nicht nur Schalter S1 richtig stehen, sondern es müssen auch die Zu- bzw. Abwasserschläuche an der Pumpe richtig angeschlossen sein, denn normalerweise pumpt die Pumpe nur in eine Richtung.

Dauerpumpen

Im Testbetrieb möchte man vielleicht nicht immer warten, bis der Fischteich ausgetrocknet ist oder der Keller kniehoch unter Wasser steht (vor allem, wenn die MAX-Elektrode zu hoch montiert ist), sondern von Hand eingreifen.

Hierzu kann man bei Bedarf einen Taster TAST1 mit Mittenstellung zum Eingreifen in die Automatik vorsehen. Mangels eines solchen Spezialtasters kann man auch zwei Einzeltaster nehmen. Dann hat bei gleichzeitigem Drücken das Vollpumpen Vorrang.

Grundsätzlich muss hierzu S1 in der richtigen Stellung stehen, damit das Eingreifen per Taster klappt. Ansonsten hat das Tastendrücken keine Funktion.

MAX oder MIN

Wenn man nur eine Betriebart benötigt, kann man auf den Umschalter verzichten und statt dem MOSFET-Paar einen geeigneten Einzel-MOSFET nehmen (P-Kanal bei VOLL-Betrieb und N-Kanal bei LEER-Betrieb).

Mehr Power

Falls man mehr als ca. 3A Pumpenstrom benötigt, muss man zwei geeignete Einzel-MOSFETs nehmen.

Am Netz

Falls man eine 230V~-Pumpe am 230V-Netz betreiben möchte, ersetzt man im Schaltbild die 12VDC-Pumpe durch einen geeigneten Opto-Triac nebst Vorwiderstand, womit man die Pumpe galvanisch von der Steuerung getrennt ansteuert. OK?

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[1] Depletion-Mode-MOSFETs sind selbstleitend (wie JFETs auch) und sind als diskretes Bauteil nur in N-Kanal-Ausführung erhältlich. Nichtsdestotrotz habe ich auch P-Kanal-Depletion-Mode-MOSFETs in meiner Halbleiter-Sammlung.

WICHTIG: Für obige Anwendung sind keinesfalls "normale" selbstsperrenden MOSFETs = "Enhancement-Mode" geeignet (die es natürlich sowohl in N-Kanal- und als auch in P-Kanal-Ausführung gibt)!

[2] Die Kapazität des Siebkondensators ist grundsätzlich für die minimale Netzspannung auszulegen.

[3] Die Verlustleistung im MOSFET lässt sich grob aus der Sinushalbwellenspannung multipliziert mit dem konstanten Laststrom abschätzen. Genau genommen gehen davon die Verluste im Längsregler und der Last ab, dafür kommen noch dynamische Verluste im MOSFET (Umladen der MOSFET-Kapazitäten, Nachladen von C1) dazu.

[4] Seit 2009 darf die Netzspannung genau genommen nur 230V~ ±10% betragen, d.h. im Bereich von 207V~ bis 253V~ liegen.

[5] Die Schwellenspannung von MOSFETs (meist UTH oder UGS(th) genannt) wird je nach Hersteller und Type unter sehr unterschiedlichen Bedingungen spezifiziert. Deshalb ist ein Blick ins jeweilige Datenblatt immer angebracht.